Запорожец  Издания 

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 [ 19 ] 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95

Определять отношение сигнал-помеха в случае некогерентной обработки последовательности импульсных сигналов будем для следующих трех случаев: последовательность сигналов фиксированной интенсивности; пачки «дружно» флуктуирующих сигналов; пачки сигналов, имеющих независимые флуктуации. Перейдем к рассмотрению каждого из этих случаев.

Сигналы фиксированной интенсивности. Отношение сигнал-помеха q при некогерентном накоплении зависит от числа суммируемых сигналов п. При малом числе суммируемых сигналов, т. е. малом числе периодов повторения, для получения надежных результатов обнаружения необходимо, чтобы отношение сигнал-помеха q\ для каждого единичного сигнала было существенно больше единицы.

Будем называть пороговым значением q„op минимальную величину отношения сигнал-помеха qimm для единичного сигнала, при котором обеспечивается обнаружение с заданными вероятностными характеристиками. При малом числе суммирований пороговые сигналы в некогерентных и когерентных накопителях мало отличаются друг от друга вследствие того, что отношение сигнала к помехе в обоих случаях с увеличением числа накапливаемых сигналов возрастает примерно пропорционально числу п, т. е. q=q\n. Для п=4 проигрыш в величине q при некогерентном накоплении по сравнению с когерентным составляет 10%, а при п=9 15%. С увеличением п различие в величине q при когерентном и некогерентном накоплении становится более заметным. Для п=70 проигрыш в величине для некогерентного накопителя равен 2,5.

При достаточно большом числе суммирований, даже при слабом сигнале (<?1<1), можно получить значения отношения сигнал-помеха q, достаточное для надежного обнаружения. При п> >50 с увеличением п значение (?пор уменьшается довольно медленно. При этом проигрыш по сравнению с когерентным накоплением, для которого уменьшение qnop происходит с увеличением п по линейному закону, оказывается значительным. Это относится как к некогерентным сигналам с фиксированной интенсивностью, так и к дружно флуктуирующим сигналам.

Дружно флуктуирующие сигналы. Пачки дружно флуктуирующих импульсных сигналов чаще всего наблюдаются в радиолокации. Если длительность сигналов достаточно мала и, как это обычно бывает, не больше долей секунды, то за время длительности сигнала эффективная площадь рассеяния цепи мало изменяется. Таким образом, пачки дружно флуктуирующих сигналов можно рассматривать как пачки сигналов, которые в каждый данный момент представляют собой последовательность импульсов, имеющих постоянную интенсивность.

Схема оптимальной обработки последовательности некогерентных дружно флуктуирующих сигналов такая же, как и схема обработки сигналов с фиксированной интенсивностью. При небольшом числе повторений сигналов (п<10) пороговое отноше-



ние сигнала q„op к помехе при некогерентном накоплении мало отличается от дпор при когерентном накоплении. В связи с этим в приемных устройствах в ряде случаев ограничиваются использованием некогерентного накопления, что существенно упрощаег построение приемного устройства.

Независимо флуктуирующие элементарные сигналы. В тех случаях, когда входящие в общую последовательность импульсов единичные сигналы сдвинуты по времени или по частоте на достаточно большие интервалы, эти сигналы флуктуируют по независимым законам, так что флуктуации начальной фазы сигналов оказываются независимыми. Схема, обработки сигналов в этом случае отличается от оптимальной схемы для сигналов с фиксированной интенсивностью тем, что здесь для оптимальной обработки требуется специальный подбор формы характеристики детектора. Расчет этой характеристики и реализация детектора, имеющего в рабочей точке требуемую характеристику, представляют собой довольно кропотливое дело. Юно осложняется еще и тем обстоятельством, что при изменении закона изменения флуктуации изменяются также и требования к характеристике детектора.

В значительном большинстве случаев можно принять, что распределение интенсивностей флуктуации происходит по рэлеевскому закону. При этом оптимальная характеристика детектора квадратичная. При квадратичном детекторе (КД) для независимых флуктуации сигналов пороговые значения при большом числе суммирований п близки к пороговым значениям при фиксирован-яой интенсивности импульсов.

Негауссовская помеха при когерентных сигналах. При построении тракта приема высокочастотных когерентных сигналов на фоне негауссовских помех для оптимальной их •обработки на входе тракта используют нелинейный элемент, обеспечивающий амплитудное подавление помех. Тракт оптимальной обработки сигналов в этом случае показан на рис. 4.5. Специфическими элементами схемы являются нелинейный элемент (НЭ) и полосовой фильтр (ПФ), срезающий высокочастотные гармоники. Последующая часть тракта представляет собой обычный гауссовский тракт, предназначенный для обработки когерентных сигналов. Следуя [27], определяем отношение сигнал-помеха 92 на выходе той части схемы, которая предшествует гауссовскому тракту. Пусть напряжение на входе нелинейного элемента yi = s-\-x, где s = s{t)-сигнал, а j;=j;(j - негауссовская помеха. Будем считать, что интенсивность сигнала много меньше интенсивности помехи. При напряжении г/i на входе напряжение на выходе НЭ получаем, разлагая f(yi) в ряд,

у,=!Ш !(х)+8Г(х)+-Г{х), (4.13)

VAe f(x) = -[f{x)], f"{x)= -[f{x)]. При достаточно малом



сигнале {s<x) в разложении (4.13) можно ограничиться только первыми тремя членами. К помехе на выходе НЭ, пренебрегая малыми флуктуационными добавками, отнесем M[f{x)], а к сигналу - M[s/(л:)-j-/"(д;)], где М[-]-математическое ожидание (среднее значение).

Нелинейный элемент преобразует полосовой спектр принимаемого сигнала с центральной частотой шо в многополосный спектр, имеющий низкочастотную полосу вблизи нулевой частоты и высокочастотные полосы в области частоты соо и ее гармоник. Фильтр ПФ, включенный после НЭ, отфильтровывает все составляющие за пределами его полосы. Обозначим часть мощности помехи, попадающую в полосу ПФ, через M[f (д;)]<в„ . а мощность сигнала M[sf{x)]=sM[f{x)]. Составляющая мощности сигнала [(s2/2)/"]2 в полосу ПФ не попадает. Отнощение сигнала к помехе на выходе фильтра

Отнощение сигнал-помеха 92 на входе полосового фильтра Я-!.=ЯЩк. (4Л5)

где <7о - отнощение сигнал-помеха на входе НЭ; - некоторый коэффициент, определяющий эффективность амплитудного подавления за счет использования в тракте дополнительных элементов НЭ и ПФ. При определенном подборе амплитудной характеристики НЭ по первой гармонике g(A) величина достигает максимального значения. Условие максимума ц, определяется соотношением [27]

g{A)==goiA)=cln-, сфО, (4.16)

аА А

где W (А) - распределение огибающей помехи. Амплитудная характеристика

I 2П

g{A) = -{f{Acos)cosd, (4.17)

где А - огибающая входного колебания; ф - ее фаза.

При выполнении условия (4.16) максимальное значение p,h [27]

maxfXft=-fx

где Рп - мощность помехи.

Для выполнения условия (4.16) и получения оптимальной амплитудной характеристики g{A) и максимума требуется специальный подбор характеристики НЭ, которая находится решением уравнений (4.16) и (4.17). Применение НЭ с оптимальными характеристиками обеспечивает достаточно высокую эффективность схемы рис. 4.5. 62



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 [ 19 ] 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95