Запорожец  Издания 

0 1 2 3 [ 4 ] 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22



1.18. Схема блока преобразования фаз - трехфазной системы в двухфазную

{а) и двухфазной системы в трехфазную (б)

двигателях и тиристорных преобразователях. Векторное управление предусматривает использование проекций пространственных векторов на неподвижные оси (а, 3) или вращающиеся с частотой вращения пространственного вектора основного потокосцепления оси Л 2. В связи с этим для системы управления необходим начальный пересчет сигналов тока и напряжения трехфазной системы в сигналы двухфазной, а для реализации управляющих воздействий привода через трехфазный преобразователь частоты необходимо сигнал управления двухфазной системы в осях (а, 3) пересчитать в сигнал управления преобразователя частоты трехфазной системы. В основу преобразований сигналов трехфазной системы в сигналы двухфазной положены соотношения:

t/a = f/A-0,5(t/s + C/c); C/p==(V3/2)(C/s"C/c). (1.29)

Обратное преобразование сигналов двухфазной системы налы трехфазной системы выполняются по уравнениям:

в сиг-

C/c = -0,5(V3t/p + [/J.

(1.30)

Оба преобразования, таким образом, базируются на алгебраических операциях с гармоническими сигналами. На рис. 1.18, а приведена схема преобразования сигналов трехфазной системы в сигналы двухфазной. Схема реализована на сум-

мирующих усилителях 0У\ и ОУа- Сигналы Ua, Ub Uc фазовым сдвигом 2л;/3 преобразуются в сигналы Ua и U с фазовым сдвигом л;/2. На рис. 1.18,6 приведена схема преобразования сигналов двухфазной системы в сигналы трехфазной. Схема реализована на суммирующих усилителях ОУ1-ОУ3. Исходные сигналы Ua и f/p с фазовым сдвигом л/2 преобразуются в сигналы Ua, Ub и Uc с фазовым сдвигом 2я/3. Обе схемы хорошо реализуются на усилителях типа К153УД1 при сопротивлениях R = 30 кОм. Следует иметь в виду, что точность преобразования сигналов зависит от соблюдения равенства прово-димостей цепей, подключенных к инвертирующему и неинвер-тирующему входам усилителя.

1.5.2. Блоки умножения. Для реализации блоков системы векторного управления можно использовать серийные интегральные операционные усилители (ОУ), которые обеспечивают относительную приведенную погрешность равной 0,5 % при дрейфе нулевого уровня, измеряемом единицами милливольт в диапазоне температур О-40°С. Целесообразно использовать специализированные блоки умножения. Серийные интегральные умножители являются универсальными умножителями (для промышленной радиоэлектроники) средней степени точности по параметру относительной приведенной погрешности. Так, например, умножитель на базе микросхемы 525ПС1 имеет приведенную погрешность 2% (остаточное напряжение до 140 мВ). Между тем для основных блоков, в частности для тригонометрического анализатора, необходимо, чтобы абсолютная погрешность снижалась при уменьшении выходного сигнала умножителя. Заметим, что от умножителя для системы векторного управления требуется выполнение следующих функций:

/г (С/, d= с/о) с/2. (Ь31)

Следовательно, при использовании универсального серийного умножителя потребуется применить дополнительно усилитель-инвертор и усилитель-сумматор. При этом интенсивность отказов блока умножения на микросхеме 525ПС1 (в тяжелых условиях эксплуатации, например на буровых установках) возрастет с 1,5-10-5 до 2,5-10-5 q-i

Синтез и оптимизация параметров специализированного умножителя для систем векторного управления возможны на базе умножителя, основанного на методе переменной крутизны 20], обладающего, как известно, наименьшим коэффицие1гтом ошибочной передачи сигнала.

Базовый элемент умножителя (рис. 1.19) содержит дифференциальный каскад с коллекторными резисторами /?к1 =/?к2, генератор стабильного тока (ГСТ) на операционных усилителях с резисторами /ц, R, ,, R., R,q, /?2о выходной операционный усилитель с резисторами R[, R.



в код 2

-fZ>-[


1.19. Схема базового четырехквадрантиого умножителя

При синтезе схем на основе дифференциального каскада обычно используют модель каскада, согласно которой выходной сигнал определяется выражением

C.K = ;th(C/:,,/2) + 2th((/;,3/2) - kUp, (1.32) где f*, РиРованные величины:

(1.33)

/ок - ток коллектора при отсутствии сигнала на входе; /к - полное приращение тока коллектора при изменении напряжения на эмиттерном переходе (/i +/к2 = io); тк - поправочный коэффициент; фт - тепловой потенциал; ап = {Rt + Rx)/Ra - коэффициент передачи входного делителя.

Однако эта приближенная модель непригодна для синтеза и оптимизации параметров точного умножителя, так как не дает представления о динамическом диапазоне, определяемом максимальным током ГСТ («Вход 1»).

Для синтеза умножителя на интегральной согласованной паре транзисторов предложено использовать малосигнальную низкочастотную модель транзистора без учета составляющих погрешности, оцениваемых сотыми долями процента. Особенности интегрального планарного транзистора не играют существенной роли при определении верхней границы динамического диапазона, так как при токах коллектора до единиц миллиампер сопротивления утечки коллектор - подложка значительно больше, а сопротивление коллекторного слоя значительно меньше дифференциального сопротивления коллекторного перехода,

"5 X

определяемого моделью транзистора. Модель дифференциального каскада в этом случае описывается уравнением

= l)~th(£/;,,/2) + 2th([/;,/2), (1.34)

где ku 2 - коэффициенты, зависящие от параметров каскада:

2=«к(4фА)";

(1.35) (1.36)

f/y -напряжение, определяющее диффере.нциальное сопротив-

ление коллекторного перехода: = Uyt:; = Rc + б~ противление источника сигнала с учетом сопротивления базы; ВР = а/(1 - а)-интегральный коэффициент усиления.

Базовый элемент является двухквадрантным, так как разрешенной областью для сигнала to является область, определяемая входным напряжением ГСТ Ui 0.

Пользуясь полученной моделью дифференциального каскада, проведем структурный синтез четырехквадрантиого умножителя, на выходе которого присутствует минимальное количество дополнительных составляющих погрешности.

Введем постоянное смещение на входе ГСТ (ОУх на рис. 1.19), обеспечивающее работу в разрешенной области при изменении знака (/*

д Ki=(C+AO(v;+i)-4v;+o Mt:x2/2)+2th((/:,,/2).

(1.37)

В аналогичном каскаде, в котором постоянный ток i задается, например, токозадающим резистором Ro,

д. к 2

hn 1)" №+ 1)" ilj) + 2 th ,/2). (1.38)

Используя свойства входов дифференциального каскада и выходного ОУ2, получим алгебраическую сумму сигналов на выходе обоих каскадов (ДКг и Д/Сг):

д. к д. к 1 д. к 2

= AQ- th (С/;,2) + (fe, - з) (3,)" il th (С/;, ,/2), (К39)

где кг = ik/o + 1) {k/o + 1); = {kilu + 1) + 1 )•

He сильно увеличив интенсивность отказов (Х»2,5-10- ч-), мы получили четырехквадрантный умножитель и избавились от прямого прохождения сигнала на выход (рис. 1.19). Однако здееь имеется дополнительная составляющая погрешности, ограничивающая динамический диапазон по «Входу 1», так как степень отличия кг и от единицы определяется абсолютным значением /J.



BxodZ

Z>-CIb

8xodf

11 10

r- +


r-O O-

20 M

a-

- J-

\1 o-o-

-o-o~



Выход

и,

SblX

rCZH-


1.20. Схема четырехквадрзнтного умножителя

Этот недостаток можно устранить, применив второй ГСТ (не-инвертирующий) -ОУ4 на рис. 1.20, обеспечивающий работу в разрешенной области для II при C/iO.

Тогда, используя свойства входов Д/Сг, получим

С к2 = - ilk; th (t/;x2/2) - th (C/Ix2/2). (1.40)

Принимая во внимание, что выходной усилитель ОУ2 (рис. 1.20) имеет единичный коэффициент передачи по неин-вертирующему входу

fen = (1 + RxR:) /?к/[(1 + R.R2) R2] = 1, (1.41)

и устранив нежелательное влияние Ц при работе в неразрешенной области с помощью диодов и Д21 с учетом идентичности Д/Ci и Д/С2 при суммировании сигналов /д. ki и Гд. кз получим

•д. к

(1.42)

Оптимизация параметров умножителя возможна при вычислении максимального тока ГСТ /о max с помощью уравнения

(0.375 - 0,256J li + + - К) (кФт + КиуВ~)]1, - 4ф,[/Л = 0, (1.43)

обеспечивающего равенство систематической приведенной погрешности нелинейности по «Входу 1» ее допускаемому значению по «Входу 2», определенному уравнением

бе== [o.st/;,, - th(o,5t/;,,)] (0,5.6/;,,)-. (i.44)

При этом сопротивления «•швыхтахРт СЛ)" ДОЛЖНЫ

соответствовать допустимому дрейфу нулевого уровня выбранного ОУ

(f/яр) + RiW (/др)

вых тах»

(1.45)

где о(С/др), а(/др) -средние квадратические отклонения составляющих погрешности дрейфа нулевого уровня ОУ.

Наличие дополнительных входов позволяет выполнять операцию с сигналом обратной связи С/о:

U,,-=kU,{U, + U,) при [/,>0;

= kUi {U2 - Uo) при f/, < 0.

Точность умножения, определяемая чувствительностью коэффициента передачи к вариациям параметров элементов, оценивается согласно выражению для среднего квадратического отклонения относительного изменения коэффициента передачи умножителя

о (бС/) = [olaR (бС/) + <у1 (бС/) + СТдр (бС/) + б? {6U)f\ (1.47)

где afia«(6f/)-среднее квадратическое отклонение относительного изменения ТКР терморезистора;

Or т = [{sLY о (б/?ш) + {SlY о {6Ru) + {Siy о {6R2o)f =

= a{6R) л/З

- среднее квадратическое отклонение ошибки ГСТ {ОУх и ОУ4). вызванной отклонением сопротивлений резисторов от номинального значения (б/?); S. - чувствительность к изменению номинального сопротивления резистора Ri;

10 (к + 22)

oA6U) = o(6R)<

. L 10 (к + + 4Rk J

-/?кКо(к + /2) + 2(к+ш)] J i

(1.48)

1.5.3. Блоки преобразования сигналов неподвижной системы координат в сигналы вращающейся системы координат. В системах векторного управления частотно-регулируемым приво-дог контуры регулирования работают во вращающейся системе координат. Поэтому возникает необходимость преобразования сигналов неподвижной системы координат в сигналы подвижной системы и наоборот,



0 1 2 3 [ 4 ] 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22