Запорожец  Издания 

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 [ 86 ] 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189 190 191 192 193

4.2.2. Напряжение смешения полевых транзисторов и его тем-nepatnypibLU дрейф. Рассмотрим пару планарных полевых транзисторов с рл-переходом, Qj и Qj. причем напряжение затвор- исток обоих транзисторов Vqs 0. Тогда их токи стока будут определяться формулами /s, = loss и Ids, = hss + -f A/pss. где А/дяд - разность между начальными токами стока Чтобы уравнять эти стоки, к затворам транзисторов необходимо приложить небольшое дифференциальное напряжение, или напряжение смещения, Al/s == os- Напряжение смещения, необходимое для устранения различия этих двух токов стока, можно найти из соотношения

где gj = 2Idss/{-Vp). Решая его относительно напряжения смещения, получим

Vos = -A/ossVp/2/dss- (4.64)

Если токи насыщения пары планарных полевых транзисторов с рд-переходом различаются на 1 % и напряжение отсечки равно -4,0 В, то соответствующее напряжение смещения Vos - = 0,01-4 В/2 = 20 мВ. Для биполярных транзисторов напряжение смещения определяется формулой Vos = Ут (Дв/в). и если AWg = 1 %, то напряжение смещения составит всего 0,25 мВ. Следовательно, напряжение смещения полевых транзисторов с рл-переходом значительно больше, чем у биполярных транзисторов. Анализ напрял<ения смещения МОП-транзисторов приведет к таким же результатам, как и для полевых транзисторов с рл-переходом.

Температурный коэффициент напряжения смещения пары полевых транзисторов с рп-переходом в основном определяется температурным дрейфом напряжения отсечки Vp, который в свою очередь является следствием зависимости от температуры контактной разности потенциалов ф;

Температурный дрейф контактной разности потенциалов, dp/dT, обычно составляет около 1 мВ/°С, поэтому

ТКНуд л; (Vos/Vp) 1 мВ/°С. (4.66)

Например, если Vos = 20 мВ и Vp = 4,0 В, то ТКНуд = (20 мВ/4 В). 1 мВ/°С = 5 мкВ/°С.

Для пары биполярных транзисторов температурный дрейф на-Befo*™" смещения равен Vqs/T, откуда при Vos = 1 мВ соот-

ствующий температурный дрейф напряжения смещения равен



Примерно 3 мкВ/°С. Поэтому можно сделать вывод, что, хотя напряжение смещения полевых транзисторов с р/г-переходом, как правило, значительно больше, чем у биполярных транзисторов температурные дрейфы напряжения смещения этих двух типов транзисторов вполне сравнимы по величине.

Анализ ТКН пары МОП-транзисторов аналогичен проведенному выше анализу для полевых транзисторов с рп-переходом и полученные результаты можно применить к паре МОП-транзисторов. Однако особенность МОП-транзисторов состоит в дополнительном дрейфе напряжения отсечки, вызванном миграцией ионов в подзатворном слое окисла. Это может привести как к усилению, так и к ослаблению дрейфа напряжения смещения.

4.3. Активная нагрузка

Если на вход дифференциального усилителя подать дифференциальное входное напряжение, то на коллекторах транзисторов выработается переменный ток tl = -/2 = gpi- Для преобразования этого переменного тока в выходное напряжение необходима нагрузка. Нагрузка может быть либо пассивной, состоящей из двух нагрузочных резисторов /?, включенных между коллекторами транзисторов и источником питания (рис. 4.2), либо активной. В случае активной нагрузки для преобразования тока в напряжение используются транзисторы.

Простейшим типом нагрузки является пассивная нагрузка на резисторах Ri. В этом случае выходное напряжение на двух коллекторах определяется формулами vi = -iiRi = -g]RiPi и = -iiRi ~ gfRiVi, а коэффициент усиления по напряжению несимметричного выхода равен Ау = g/Rb- Поэтому для достижения большого коэффициента усиления необходимо иметь большое Ri. Для иллюстрации подставим выражение для gt в приведенные выше формулы, т. е. учитывая, что gj = /q/4Vt, получим Лу = gfRb = IgRl/Vt = IqRJQ,1 В. Поскольку величина Iq в дифференциальных усилителях обычно очень мала, часто порядка нескольких микроампер, становится ясно, что для получения достаточно большого коэффициента усиления требуется очень большое сопротивление R (~1 МОм). Однако такое большое сопротивление нагрузки обладает рядом существенных недостатков, особенно в интегральных дифференциальных усилителях.

1. В ИС площадь, необходимая под резистор, примерно пропорциональна его сопротивлению, поэтому резистор с очень большим сопротивлением занимает слишком много места на кризтал-ле ИС.

2. У большого резистора на ИС велика паразитная емкость, а большое сопротивление резистора в сочетании с большой пара-



„пй емкостью даст в результате очень большую постоянную емени RC, что будет накладывать ограничения на частотную !опяктеристику усилителя.

Для нормальной работы дифференциального усилителя транзисторы всегда должны оставаться в активном режиме и пи-

в, о-

>

Второй иаснад

Рис. 4.14. Дифференциальный усилитель с активной нагрузкой в виде схеш

токового зеркала.

когда не попадать в область насыщения. Это ограничивает максимальное входное напряжение, подаваемое на базы Qj и Q,- От должно быть таким, чтобы переход коллектор-база был смещен в прямом направлении не более чем на 0,5 В. На нагрузочном резисторе будет создаваться падение напряжения (/q/2) а напряжение на коллекторе Ус - (/q/2) будет много меньше, чем напряжение источника питания V*. В результате диапазон изменения входного напряжения дифференциального усилителя значительно уменьшится.

Вследствие указанных недостатков в большинстве интеграль-Ь!х дифференциальных усилителей применяют активную на-Рг/зкг/, т. е. используют транзисторы вместо резисторов. Одна

"Рстых схем активной нагрузки в дифференциальных усили-акти токового зеркала, показана на рис, 4.14. Здесь ""Ран" нагрузка - это сочетание транзисторов Qg и Q, причем зистор Qg включен по диодной схеме. Такое сочетание Qg и Qi



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 [ 86 ] 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189 190 191 192 193